推挽式变换器开关稳压电源实用电路如图15所示。CW494为双端变换器调制器集成电路，含误差放大器、基准电压源、时钟振荡器、PWM等电路。变压器T1为高频变压器，将能量传输到负载；T2为激励推动变压器，将CW494输出的两串激励脉冲经激励推动管放大后传输到推挽转换电路的驱动与开关管基极。变压器L将取样绕组上的脉动交流经变压、整流后由取样电阻送到CW494第16脚，作误差放大器反相输入。开关功率管选用快速系列F461。电压反馈处输入、输出直接连接；若需隔离，可采用光电耦合器。
推挽式变换电路属双端式变换电路，高频变压器工作于磁滞回线两侧，设计简单、工作合理、适用范围广，典型电路如图10所示。开关晶体管VT1、VT2由基极驱动电路激励交替导通与截止，将输入直流Ui变换成高频方波交流。VT1导通时Ui经VT1加到变压器T1初级绕组N1，因变压器作用，截止管VT2承受两倍输入电压2Ui；基极激励消失时两管均截止，集电极承受电压均为Ui。下半个周期VT2导通、VT1截止，VT1承受2Ui，随后两管又截止，循环往复。推挽式电路的主要缺点是开关管耐压须达两倍输入电源电压峰值：以2…
全桥式开关稳压电源实用电路如图6所示，为由CW494控制的1500W双极功率管开关稳压电源。四只双极高反压晶体管F661作开关管，在CW494控制下两对管子交替导通、截止，将直流转换成高频交流，再经高频变压器降压、整流滤波得到12V稳定直流。F661的BVceo≥400V，toff为1μs，大功率条件下功率损耗较小。高频变压器T1为电路核心，磁性能要求高：频率特性达兆赫级，饱和磁通密度达0.5T，磁滞损耗小；采用EC70磁心时输出功率可达1000W，EC90磁心时可达2000W。
全桥式变换器电路如图1所示。将半桥式变换器电路中的两只电解电容换成另两只高反压功率晶体管，并配以适当驱动电路即可组成全桥式变换器。VT1～VT4组成四个桥臂，高频变压器T接于其中，相对臂上的VT1、VT4与VT2、VT3由驱动电路激励而交替导通，将直流输入变换成高频方波交流电压，工作过程与推挽式功率转换电路相同。工作时变压器初级线圈所得电压即为电源电压，为半桥电路输出电压的一倍，而每管耐压仍为电源电压水平，故输出功率增大一倍；若电流亦达半桥水平（增大一倍），则输出功率可增大四倍。全桥电路的主要不…
带能量归还绕组的二极管钳位电路单端反激式功率变换电路如图40所示。N3绕组匝数与N1相等、极性相反。当VT1截止、集电极电位升至两倍输入电压时，VD2导通将VT1集电极电位钳位，漏感储能归还给电源。为获较好效果，N3与N1须紧密耦合，且钳位二极管VD2能迅速导通。
MOSFET共振式直流-直流变换器电路如图39所示。此电路中变压器工作于非饱和方式，通过MOSFET栅极反馈电压呈弧形变化、降低栅压使MOSFET翻转。
利用电容分压式钳位的单端反激式开关稳压电源如图36所示。VT1导通时C02充电、C01放电，变压器T1原边绕组N11上施加约½输入电压；VT1截止时N11极性颠倒，VT1集-射极电压Uce1达输入电压Ui时二极管VD4导通，Uce1被钳位。同理，VT2导通时C02放电、C01充电，T2初级绕组N21施加约½输入电压；VT2截止时N21极性颠倒，VD3导通后Uce2被钳位于Ui。
以部分谐振、多谐振、电流换流式等命名的变换器均为具有相应特性的零电压开关变换器。其中电感换流式变换器即使在非谐振方式下进行零电压开关也很少浪涌，且可通过PWM控制调压，图35为其基本电路。Lc为换流电感，Cc为切断直流用的非谐振电容。VT1、VT2交替导通截止，在通断之间两开关均出现断开时间，此期间由电感Lr能量对VT1、VT2的集-射间电容充放电，使下一次开关前A点电压降至零或与电源电压U相等，满足零电压开关条件，同时抑制浪涌电流。
MM1126/1127/1128/1129系列为新型升压DC-DC变换器，转换效率高、带负载能力强、功耗低，输入电压0.8～1.5V，输出电压按尾标A～D及G有2.2V、3.0V、3.2V、3.5V和5.0V几种。正常工作时仅需一节5号电池供电，可广泛用于微型电子设备与便携式仪器仪表。典型应用电路如图34所示。
采用所示功率级电路，用ZVT-PWM boost变换器可设计开关频率300kHz、输出功率600W、输出电压300V的开关稳压电源，输入电压150～200V，电路如图29所示。Ls为饱和电抗器，用于消除Lr与VT1输出电容之间的振铃（采用东芝尖峰抑制器SA10×6×4.5磁心绕5匝）；VD2为快恢复二极管，阻止VT1本体二极管导通，避免无此二极管时Lr与VT1输出电容谐振、使VT1关断时承受反向恢复问题。辅助开关电流额定值远小于主开关：辅助开关用IRF730（400V、5.5A、75W），主开关…
